Salut! Cu pași modesti, continu ciclul articolelor despre dezvoltarea momelii electrice din fier. Să începem cu cel mai interesant lucru - invertorul care controlează motorul. Vreau să vă spun mai multe despre complexitățile construirii unei plăci de alimentare și despre regimul de temperatură al tranzistoarelor.

alimentare

Model de miez de urzeală momeală electrică

Principala problemă în proiectarea unei plăci pentru curenți mari de înaltă frecvență este inductanța conductoarelor, condensatoarelor, tranzistoarelor sau, mai degrabă, emisiile rezultate din aceasta și necesitatea de a stabili o sursă de parametri pentru comutatoare, ceea ce duce la costuri de proiectare mai mari. și creșterea pierderilor de comutare.

În procesul de lucru pe o sarcină inductivă, când curentul este rupt, apar creșteri de tensiune pe cheie, care sunt egale cu ∆V = -L (dI/dt), unde ∆V este magnitudinea modificării tensiunii, L este inductanța, dI/dt este rata de schimbare curentă (creștere sau scădere).

Luați cazul special al PWM din două faze, în care curentul curge inițial prin întrerupătorul închis Q2, iar apoi curentul se acumulează în circuitul motorului prin comutatorul superior Q1. Tasta Q6 pentru simplitate este întotdeauna activată.

Direcția roșie indică calea fluxului curent inițial. În momentul comutării, cheia Q2 se deschide, dar în același timp, tensiunea de pe această cheie merge la minus prin cantitatea de incidență a diodei MOSFET parazitare. Acest lucru se datorează faptului că inductanța motorului, în care este stocată energia, încearcă să „economisească” curentul său și creează o tensiune negativă. Apoi, tasta Q1 începe să pornească, curentul crește treptat la inductanțele L_DC +, L_Q1D, L_Q1S, L_DC. Unde L_QnD este inductanța scurgerii carcasei tranzistorului și L_QnS este inductanța sursei, iar L_DC este inductanța plăcii. În procesul de tranziție a curentului dintr-o parte a circuitului în alta, tranzistorul Q2 poate detecta brusc asupra sa o tensiune mai mare decât cea furnizată prin magistrala de alimentare și instalată pe capacitatea de intrare.


Un exemplu de comutare la un curent de 100A

Mărimea acestei tensiuni va fi proporțional mai mare decât viteza de comutare. Nu vrem să alocăm o mulțime de căldură pe taste în procesul de comutare, astfel încât opțiunea ideală este luată în considerare atunci când cheia comută instantaneu, dar acest lucru nu este realizabil în realitate. Pur și simplu, cu cât această tranziție are loc mai repede, cu atât pierderile mai puțin active vor fi în cheie, dar în același timp, cu cât tranziția are loc mai repede, cu atât vor fi mai mari supratensiunile de tensiune care apar la L_DC, L_Q1D, L_Q1S. Un alt lucru rar menționat, dar poate cel mai parazit fenomen din acest proces este încărcarea diodei Q2. Deoarece există o întârziere între oprirea Q2 și pornirea Q1, timpul mort pe dioda Q2 acumulează o încărcare de recuperare inversă, documentația pentru tranzistor este specificată ca Qrr, măsurată în nanocoloane. În procesul de pornire Q1, apare un curent care restabilește dioda parazită Q2. Mărimea acestui curent va fi cu atât mai mare, cu cât este mai rapidă necesitatea pornirii Q1 și cu atât mai mult curent trece prin tranzistor. Acest lucru provoacă în plus o tensiune de supratensiune pe L_Q2D, L_Q2S. Un astfel de comutator este numit „greu” din engleză. comutare grea.

Dacă tranzistorul a fost ales fără marjă de tensiune, o astfel de supratensiune ar putea duce la curent de avalanșă (avalanșă), care ar reduce foarte mult durata de viață a tranzistorului și, cu expunere pe termen lung, ar putea să îl dezactiveze.


Un exemplu de „soft” off Q1 cu o vedere din partea Q2.

Tensiunea negativă pe Vds (1) - inductanța picioarelor Q2. La poarta (3) este vizibilă doar jumătate din această valoare anterioară, deoarece în acest caz, în circuitul de conectare al osciloscopului, curentul se schimbă numai pe piciorul sursă.

Tehnici de combatere a inductanței parazitare


Luați în considerare opțiunea a doi conductori de aceeași lățime, dar cu o locație diferită pe placă.

Să presupunem că avem o lățime de șină de 10 mm, o lungime de 100 mm, iar distanța dintre ele este de 0,5 mm. Pentru opțiune a, inductanța reciprocă va fi

6,3 nH. Pentru opțiune b, inductanța va fi

132nH. Ce înseamnă? Luați rata de schimbare curentă de 1.25A/nS, ca în captura de ecran de mai sus, urmând formula ∆V = -L (dI/dt), obținem schimbarea tensiunii pentru opțiune A ∆V = -6,3 nH * 1,25A/ns = 7,8V. Pentru opțiune baceastă valoare va fi 132nH * 1,25A/ns = 165V. Aceasta este mult mai mare decât tensiunea noastră de alimentare! De fapt, va avea loc o defecțiune, iar tensiunea va sta pe limita de tensiune a tranzistorului, iar curentul va curge prin el, în ciuda faptului că este închis. Prin urmare, binele de la condensatorii tăi buni nu va fi, dacă acestea stau pe "inductanțe" lungi:)


Ce ar putea merge deci aici ?

În ceea ce privește componentele parazite ale carcasei tranzistorului, acestea nu se vor ocupa în mod deosebit de ele, cât mai scurte posibil picioare la bord, fără fire lungi. Condensatoarele ceramice cu sunete de înaltă frecvență trebuie să fie plasate direct lângă tastele de pe magistrala de alimentare, dar puteți scăpa complet de sonerie eliminând dioda parazită a tranzistorului, folosind tranzistoare SiC sau control adaptiv, dar acest lucru este o gamă de preț diferită. O altă opțiune de reducere a inductanței carcasei sunt tranzistoarele SMD, așa-numitele. DirectFet, PowerQFN și altele asemenea. Dar au și dezavantajele lor, pot include un radiator mai prost, complexitatea aspectului cu instalarea SMD și, bineînțeles, prețul.

Despre radiator

Oricum, invertorul în lucru va genera căldură. Mai curent - mai multă căldură. Deoarece în motor, curentul poate depăși pe scurt valoarea medie în momentele de accelerație și decelerare, pentru tranzistoare este necesar să se asigure condiții termice normale pentru astfel de vârfuri de sarcină. În mod standard pentru un cristal de siliciu, este indicată temperatura maximă Tj = 175 ° C.

În momentul comutării tranzistoarelor există emisii mari de pierderi active de căldură. Pierderile pasive sunt pierderile din rezistența canalului sursă de scurgere în stare deschisă, sunt mai constante în timp și sunt mai ușor de calculat. Pentru explozii termice pe termen scurt, substratul de cupru al tranzistorului în sine acționează ca un bun tampon de căldură, un alt minus al componentelor SMD - este considerabil mai mic în ele. Rezistența termică de la cristal la carcasă la tranzistorul ales de 0,57 ° C/W, aceasta înseamnă că prin eliberarea acestuia 50 de wați de căldură tot timpul, se formează un gradient de temperatură de 29 ° C. Pentru emisiile termice, este, de asemenea, necesar să se lase o anumită marjă și să se ia în considerare o anumită întârziere a termocuplului, prin urmare, valoarea optimă finală a carcasei tranzistorului a fost aleasă să fie 100 ° C. Se ridică întrebarea - cât timp poate curentul maxim trebuie dat înainte de supraîncălzire? Au fost testate diverse interfețe termice, chiar și plăci cu bază din aluminiu. În ceea ce privește calitatea transferului de căldură de la baza tranzistorului la radiator, aș aranja materialele în această ordine, în ordinea descrescătoare a conductivității termice:

Contact direct prin pastă termică
Substraturi din nitrură de aluminiu + pastă termică (2sl) Placă
cu baza din aluminiu
Substraturi din oxid de aluminiu + pastă termică (2sl)
Substraturi flexibile din silicon + pastă termică
Substraturi flexibile din silicon fără pastă termică

Conducând un controler chinezesc, am observat adesea că avea doar o parte fierbinte, iar cealaltă rămânea rece. Prin urmare, aspectul final al întrerupătoarelor de alimentare a fost realizat astfel încât să încălzească întregul corp cât mai egal posibil. Cheile au fost instalate pe ambele părți, printr-un mic adaptor de aluminiu.